Dizajnimi i Radios me Faktorë të Formës së Vogël me X- dhe Ku-Band

Shumë sisteme elektronike të hapësirës ajrore dhe të mbrojtjes në satcom, radar dhe fushat EW/SIGINT kanë kërkuar prej kohësh qasje në një pjesë, ose të gjitha, të brezave të frekuencave X dhe Ku. Ndërsa këto aplikacione lëvizin në platforma më portative siç janë mjetet ajrore pa pilot (UAV) dhe radiot e dorës, është thelbësore të zhvillohet një faktor i ri i formës së vogël, modele radioje me fuqi të ulët që funksionojnë në brezat X dhe Ku, duke ruajtur ende nivele shumë të larta të performanca. Ky artikull përshkruan një arkitekturë të re IF me frekuencë të lartë që zvogëlon në mënyrë drastike madhësinë, peshën, fuqinë dhe koston e marrësit dhe transmetuesit pa ndikuar në specifikimet e sistemit. Platforma që rezulton është gjithashtu më modulare, fleksibël dhe e përcaktuar me softuer sesa modelet ekzistuese të radios. Hyrje Në vitet e fundit, ka pasur një shtytje gjithnjë e në rritje për të arritur gjerësi brezi më të gjerë, performancë më të lartë dhe fuqi më të ulët në sistemet RF, të gjitha duke rritur gamën e frekuencës dhe duke zvogëluar madhësinë. Ky trend ka qenë një nxitës për përmirësimet e teknologjisë, të cilat kanë lejuar integrim më të madh të përbërësve RF sesa është parë më parë. Ka shumë drejtues që e shtyjnë këtë trend. Sistemet Satcom po shohin normat e dëshiruara të të dhënave deri në 4 Gbps për të mbështetur transmetimin dhe marrjen e terabajtëve të të dhënave të mbledhura në ditë. Kjo kërkesë po i shtyn sistemet të veprojnë në brezin Ku dhe Ka për shkak të faktit se gjerësia më e madhe e brezit dhe normat më të larta të të dhënave janë më të lehta për t'u arritur në këto frekuenca. Kjo kërkesë nënkupton një densitet më të lartë të kanaleve dhe një gjerësi brezi më të gjerë për kanal. Një fushë tjetër e kërkesave në rritje të performancës është në EW dhe sinjalizon inteligjencën. Normat e skanimit për sisteme të tilla po rriten, duke nxitur nevojën për sisteme që kanë një rregullim të shpejtë PLL dhe mbulim të gjerë të brezit. Nxitja drejt madhësisë më të ulët, peshës dhe fuqisë (SWaP) dhe sistemeve më të integruara buron nga dëshira për të operuar pajisje të dorës në terren, si dhe nga rritja e dendësisë së kanalit në sistemet e mëdha të vendndodhjes fikse. Përparimi i vargjeve me faza mundësohet gjithashtu nga integrimi i mëtejshëm i sistemeve RF në një çip të vetëm. Ndërsa integrimi i shtyn marrësit gjithnjë e më të vegjël, ai i lejon secilit element të antenës transmetuesin e vet, i cili nga ana tjetër mundëson përparimin nga formimi i rrezeve analoge në formimin e rrezeve dixhitale. Formimi dixhital i rrezeve siguron aftësinë për të gjetur trarë të shumtë në të njëjtën kohë nga një grup i vetëm. Sistemet e grupit me faza kanë një mori aplikimesh, qoftë për radarët e motit, aplikimet EW ose komunikimet e drejtuara. Në shumë prej këtyre aplikacioneve, lëvizja drejt frekuencave më të larta është e pashmangshme, pasi mjedisi i sinjalit në frekuencat më të ulëta bëhet më i ngjeshur. Në këtë artikull, këto sfida trajtohen duke përdorur një arkitekturë shumë të integruar të bazuar në marrësin AD9371 si një marrës dhe transmetues IF, duke lejuar heqjen e një faze të tërë IF dhe përbërësve të saj të lidhur. Përfshihet një krahasim midis sistemeve tradicionale dhe kësaj arkitekture të propozuar, si dhe shembuj se si kjo arkitekturë mund të zbatohet përmes një procesi tipik të projektimit. Në mënyrë të veçantë, përdorimi i një transmetuesi të integruar lejon një planifikim të avancuar të frekuencës që nuk është i disponueshëm në një transmetues standard të stilit superheterodyne. Përmbledhje e Arkitekturës Superheterodyne Arkitektura superheterodyne ka qenë arkitektura e zgjedhur për shumë vite për shkak të performancës së lartë që mund të arrihet. Një arkitekturë e marrësit superheterodyne zakonisht përbëhet nga një ose dy faza përzierjeje, të cilat futen në një konvertues analog-dixhital (ADC). Një arkitekturë tipike e transmetuesve superheterodinë mund të shihet në Figurën 1.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 'alt = 'Figura 1' & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; Figura 1 Superheterodina tradicionale e brezit X dhe Ku merr dhe transmeton zinxhirë sinjali. Faza e parë e konvertimit konverton ose konverton poshtë frekuencat RF të hyrjes në një spektër jashtë brezit. Frekuenca e IF -së së parë (frekuenca e ndërmjetme) varet nga frekuenca dhe planifikimi i nxitjes, si dhe performanca e mikserit dhe filtrat e disponueshëm për pjesën e përparme të RF. Nëse IF -ja e parë përkthehet në një frekuencë më të ulët që ADC mund të digjitalizojë. Edhe pse ADC -të kanë bërë përparime mbresëlënëse në aftësinë e tyre për të përpunuar breza më të lartë, kufiri i tyre i sipërm sot është rreth 2 GHz për performancë optimale. Në frekuencat më të larta të hyrjes, ka kompromise në performancën vs. frekuenca e hyrjes që duhet të merret parasysh, si dhe fakti që normat më të larta të hyrjes kërkojnë norma më të larta të orës, të cilat rrisin fuqinë. Përveç përzierësve, ka filtra, përforcues dhe zbutës të hapave. Filtrimi përdoret për të refuzuar sinjalet e padëshiruara jashtë brezit (OOB). Nëse nuk kontrollohen, këto sinjale mund të krijojnë falsifikim që bie mbi sinjalin e dëshiruar, duke e bërë të vështirë ose të pamundur demodulimin. Përforcuesit vendosin shifrën e zhurmës dhe fitimin e sistemit, duke siguruar ndjeshmëri adekuate për të marrë sinjale të vogla, ndërsa nuk sigurojnë aq shumë sa ADC të ngopet. Një gjë shtesë që duhet theksuar është se kjo arkitekturë shpesh kërkon filtra të sipërfaqes me valë akustike (SAW) për të përmbushur kërkesat e vështira të filtrimit për antialiasing në ADC. Me filtrat SAW vjen një hap i mprehtë për të përmbushur këto kërkesa. Sidoqoftë, vonesa të konsiderueshme, si dhe valëzimi gjithashtu prezantohen. Një shembull i një plani të frekuencës së marrësit superheterodyne për brezin X është treguar në Figurën 2. Në këtë marrës, dëshirohet të marrë midis 8 GHz dhe 12 GHz me një brez brezi 200 MHz. Spektri i dëshiruar përzihet me një oshilator të rregullueshëm lokal (LO) për të gjeneruar një IF në 5.4 GHz. IF 5.4 GHz pastaj përzihet me një LO 5 GHz për të prodhuar IF përfundimtare 400 MHz. IF përfundimtare shkon nga 300 MHz në 500 MHz, e cila është një gamë frekuence ku shumë ADC mund të performojnë mirë.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 'alt = 'Figura 2' & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; Figura 2 Shembull i planit të frekuencës për një marrës me brez X. Specifikimet e Marrësit-Çfarë Ka Rëndësi Përveç fitimit të mirënjohur, figurës së zhurmës dhe specifikimeve të pikave të interceptimit të rendit të tretë, disa specifikime tipike që ndikojnë në planifikimin e frekuencës për çdo arkitekturë të marrësit përfshijnë refuzimin e imazhit, refuzimin IF, rreme të vetë-krijuara dhe rrezatimin LO. Nxjerrja e imazhit - RF jashtë brezit të interesit që përzihet me LO për të gjeneruar ton në IF. IF nxit - RF në frekuencën IF që futet përmes filtrimit para mikserit dhe shfaqet si një ton në IF. Rrezatimi LO - RF nga LO që rrjedh në lidhësin hyrës të zinxhirit të marrësit. Rrezatimi LO jep një mjet për t'u zbuluar, edhe kur jeni në një operacion vetëm për marrjen (shiko Figurën 3).       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/media/analog/en/landing- faqe/artikuj teknikë/x-dhe-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure3.png? w = 435 'alt =' Figura 3 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 3 Rrezatimi LO rrjedh përsëri në pjesën e përparme. Vetë -gjeneruar i rremë - nxitje në IF që rezulton nga përzierja e orëve ose oshilatorëve lokalë brenda marrësit. Specifikimet e refuzimit të imazhit zbatohen si në fazën e parë ashtu edhe në atë të dytë të përzierjes. Në një aplikim tipik për X-dhe Ku-Band, faza e parë e përzierjes mund të përqendrohet rreth një IF të lartë në intervalin 5 GHz deri në 10 GHz. Një IF e lartë është e dëshirueshme këtu, për faktin se imazhi bie në Ftune + 2 × IF, siç tregohet në Figurën 4. Pra, sa më e lartë të jetë IF, aq më larg brezi i imazhit do të bjerë. Ky brez i imazhit duhet të refuzohet para se të godasë mikserin e parë, përndryshe energjia e brezit në këtë gamë do të shfaqet si e rreme në IF -në e parë. Kjo është një nga arsyet kryesore pse zakonisht përdoren dy faza përzierjeje. Nëse do të kishte një fazë të vetme përzierjeje, me IF në qindra MHz, frekuenca e imazhit do të ishte shumë e vështirë të refuzohej në pjesën e përparme të marrësit.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ -/media/analoge/sq/faqet e uljes/artikujt teknikë/x-dhe-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png? w = 435 'alt =' Figura 4 '& amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 4 Imazhet përzihen në IF. Ekziston edhe një brez imazhi për mikserin e dytë kur shndërroni IF -në e parë në IF -in e dytë. Meqenëse IF e dytë është më e ulët në frekuencë (diku nga disa qindra MHz deri në 2 GHz), kërkesat e filtrimit të filtrit të parë IF mund të ndryshojnë mjaft. Për një aplikim tipik ku IF e dytë është disa qindra MHz, filtrimi mund të jetë shumë i vështirë me një IF të parë me frekuencë të lartë, që kërkon filtra të mëdhenj me porosi. Ky shpesh mund të jetë filtri më i vështirë në sistem për tu hartuar, për shkak të frekuencës së lartë dhe kërkesave tipike të ngushta të refuzimit. Përveç refuzimit të imazhit, nivelet e fuqisë LO që kthehen nga mikseri në lidhësin hyrës të marrjes duhet të filtrohen në mënyrë agresive. Kjo siguron që përdoruesi nuk mund të zbulohet për shkak të fuqisë së rrezatuar. Për ta arritur këtë, LO duhet të vendoset mirë jashtë brezit të kalimit RF për të siguruar që filtrimi adekuat të mund të realizohet. Prezantimi i Arkitekturës IF të Lartë Oferta e fundit e transmetuesve të integruar përfshin AD9371, një marrës konvertimi të drejtpërdrejtë prej 300 MHz në 6 GHz me dy kanale marrëse dhe dy transmetuese. Gjerësia e brezit të marrjes dhe transmetimit është e rregullueshme nga 8 MHz deri në 100 MHz, dhe mund të konfigurohet për funksionimin e ndarjes së frekuencave dupleks (FDD) ose funksionimin e dyfishtë të ndarjes së kohës (TDD). Pjesa është e vendosur në një paketë 12 mm2 dhe konsumon ~ 3 W energji në modalitetin TDD, ose ~ 5 W në modalitetin FDD. Me avancimin e kalibrimeve të korrigjimit të gabimit në kuadraturë (QEC), arrihet një refuzim i imazhit prej 75 dB në 80 dB.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ -/media/analoge/sq/faqet e uljes/artikujt teknikë/x-dhe-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png? w = 435 'alt =' Figura 5 '& amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 5 AD9371 bllok diagrami i transmetuesit të konvertimit të drejtpërdrejtë. Përparimi i performancës së IC -ve të integruara të transmetuesit ka hapur një mundësi të re. AD9371 përfshin mikserin e dytë, filtrimin dhe përforcimin e dytë IF, dhe zbutjen e ndryshueshme ADC, si dhe filtrimin dixhital dhe dekimimin e zinxhirit të sinjalit. Në këtë arkitekturë, AD9371, i cili ka një gamë akordimi prej 300 MHz deri në 6 GHz, mund të akordohet në një frekuencë midis 3 GHz dhe 6 GHz dhe të marrë IF -në e parë drejtpërdrejt (shiko Figurën 6). Me një fitim prej 16 dB, NF prej 19 dB dhe OIP3 prej 40 dBm në 5.5 GHz, AD9371 specifikohet në mënyrë ideale si një marrës IF.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// media/analoge/en/faqet e uljes/artikujt teknikë/x-dhe-ku-band-faktor i vogël-faktor-radio-dizajn/figure6.png? w = 435 'alt =' Figura 6 '& amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 6 Transmetues me brez X ose Ku me AD9371 si marrës IF. Me përdorimin e transmetuesit të integruar si marrës IF, nuk ka më shqetësim për imazhin përmes mikserit të dytë, siç është rasti me marrësin superheterodyne. Kjo mund të zvogëlojë shumë filtrimin e kërkuar në shiritin e parë IF. Sidoqoftë, duhet të ketë ende një filtrim për të llogaritur efektet e rendit të dytë në marrësin transmetues. Shiriti i parë IF tani duhet të sigurojë filtrim në dy herë frekuencën e parë IF për të mohuar këto efekte - një detyrë shumë më e lehtë sesa filtrimi i imazhit të dytë dhe LO -së së dytë larg, i cili mund të jetë aq afër sa qindra MHz. Këto kërkesa për filtrim zakonisht mund të adresohen me kosto të ulët, të vogla nga raftet e filtrave LTCC. Ky dizajn gjithashtu siguron një nivel të lartë fleksibiliteti në sistem dhe mund të ripërdoret lehtësisht për aplikime të ndryshme. Një mënyrë për të siguruar fleksibilitet është në përzgjedhjen e frekuencës IF. Një rregull i përgjithshëm për përzgjedhjen IF është ta vendosni atë në një gamë që është 1 GHz deri 2 GHz më e lartë se gjerësia e brezit të spektrit të dëshiruar përmes filtrimit të përparmë. Për shembull, nëse projektuesi dëshiron 4 GHz të brezit të spektrit nga 17 GHz në 21 GHz përmes filtrit të përparmë, IF mund të vendoset në një frekuencë prej 5 GHz (1 GHz mbi gjerësinë e brezit të dëshiruar prej 4 GHz). Kjo lejon filtrimin e realizueshëm në pjesën e përparme. Nëse dëshironi vetëm 2 GHz të gjerësisë së brezit, një IF prej 3 GHz mund të përdoret. Për më tepër, për shkak të natyrës së definueshme nga softueri të AD9371, është e lehtë të ndryshosh IF në fluturim për aplikacione radio kognitive, ku sinjalet bllokuese mund të shmangen kur zbulohen. Gjerësia e brezit lehtësisht e rregullueshme e AD9371 nga 8 MHz në 100 MHz lejon më tej shmangien e ndërhyrjeve pranë sinjalit të interesit. Me nivelin e lartë të integrimit në arkitekturën e lartë IF, ne përfundojmë me një zinxhir sinjali marrës që merr rreth 50% të hapësirës së kërkuar për një superheterodinë ekuivalente, ndërsa zvogëlon konsumin e energjisë me 30%. Për më tepër, arkitektura e lartë IF është një marrës më fleksibël sesa arkitektura superheterodyne. Kjo arkitekturë është një mundësuese për tregjet e ulëta SWaP ku dëshirohet madhësia e vogël pa humbje të performancës. Planifikimi i Frekuencës së Marrësit me Arkitekturën IF të Lartë Një nga avantazhet e arkitekturës IF të lartë është aftësia për të akorduar IF. Kjo mund të jetë veçanërisht e dobishme kur përpiqeni të krijoni një plan frekuence që shmang çdo nxitje ndërhyrëse. Një nxitje ndërhyrëse mund të rezultojë kur sinjali i marrë përzihet me LO në mikser dhe gjeneron një nxitje m × n që nuk është toni i dëshiruar brenda brezit IF. Përzierësi gjeneron sinjale dalëse dhe nxit sipas ekuacionit m × RF ± n × LO, ku m dhe n janë numra të plotë. Sinjali i marrë krijon një nxitje m × n që mund të bjerë në brezin IF dhe në raste të caktuara, toni i dëshiruar mund të shkaktojë një nxitje kryqëzimi në një frekuencë të caktuar. Për shembull, nëse vëzhgojmë një sistem të krijuar për të marrë 12 GHz në 16 GHz me një IF në 5.1 GHz, si në Figurën 7, frekuencat e imazhit m × n që shkaktojnë një nxitje të shfaqet në brez mund të gjenden me ekuacionin e mëposhtëm : & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -artikuj/x-dhe-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure7.png? w = 435 'alt =' Figura 7 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; gt; Figura 7 Marrës dhe transmetues 12 GHz në 16 GHz dhe arkitekturë IF e lartë. Në këtë ekuacion, RF janë frekuencat RF në hyrjen e mikserit, të cilat bëjnë që toni të bjerë në IF. Le të përdorim një shembull për ta ilustruar. Nëse marrësi është akorduar në 13 GHz, kjo do të thotë se frekuenca LO është në 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). Duke i lidhur këto vlera në ekuacionin e mëparshëm dhe duke lejuar që m dhe n të shkojnë nga 0 në 3, marrim ekuacionin e mëposhtëm për RF: Rezultatet janë në tabelën e mëposhtme: Tabela 1. M × N Tabela e rreme për 18.1 GHz LO mn RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 Në tabelë, rreshti i parë/kolona e katërt tregon sinjalin e dëshiruar 13 GHz, i cili është rezultat i një produkti 1 × 1 në mikser. Kolona e pestë/rreshti i katërt dhe kolona e tetë/rreshti i tretë tregojnë frekuenca potencialisht problematike brenda brezit që mund të shfaqen si nxitje në brez. Për shembull, një sinjal 15.55 GHz është brenda intervalit të dëshiruar prej 12 GHz deri 16 GHz. Një ton në 15.55 GHz në hyrje përzihet me LO, për të gjeneruar një ton 5.1 GHz (18.1 × 2-15.55 × 2 = 5.1 GHz). Rreshtat e tjerë (2, 3, 4, 6, 7 dhe 9) gjithashtu mund të paraqesin një problem, por për shkak se janë jashtë brezit, ato mund të filtrohen nga filtri i kalimit të brezit hyrës. Niveli i nxitjes varet nga disa faktorë. Faktori kryesor është performanca e mikserit. Meqenëse një mikser është në thelb një pajisje jolineare, ekzistojnë shumë harmonikë të gjeneruar brenda pjesës. Varësisht se sa mirë përputhen diodat brenda mikserit dhe sa mirë është përzierësi i optimizuar për performancë të rreme, nivelet në dalje do të përcaktohen. Një tabelë nxitëse e mikserit përfshihet zakonisht në fletën e të dhënave dhe mund të ndihmojë në përcaktimin e këtyre niveleve. Një shembull i një tabele nxitëse të mikserit është treguar në Tabelën 2, për HMC773ALC3B. Grafiku specifikon nivelin dBc të nxitjeve në lidhje me tonin e dëshiruar 1 × 1. Tabela 2. Tabela e përzierjes së nxitësit për HMC773ALC3B n × LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 –1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Me këtë tabelë nxitëse, së bashku me një shtrirje të analizës që është bërë në Tabelën 1, ne mund të krijojmë një pamje të plotë të asaj që tonet e imazhit m × n mund të ndërhyjnë me marrësin tonë dhe në çfarë niveli. Një spreadsheet mund të krijohet me një dalje të ngjashme me atë të treguar në Figurën 8.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// media/analoge/en/faqet e uljes/artikujt teknikë/x-dhe-ku-band-faktor i vogël-faktor-radio-dizajn/figure8.png? w = 435 'alt =' Figura 8 '& amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 8 m × n imazhe për marrësin 12 GHz deri në 16 GHz. Në Figurën 8, pjesa blu tregon gjerësinë e brezit të dëshiruar. Linjat tregojnë m × n imazhe të ndryshme dhe nivelet e tyre. Nga kjo tabelë, është e lehtë të shihet se cilat kërkesa filtrimi nevojiten para përzierësit për të përmbushur kërkesat e ndërhyrësit. Në këtë rast, ka disa nxitje të imazhit që bien në brez dhe nuk mund të filtrohen. Tani do të shikojmë sesi fleksibiliteti i arkitekturës së lartë IF na lejon të punojmë rreth disa prej këtyre nxitjeve, gjë që është diçka që arkitektura superheterodyne nuk e përballon. Shmangia e ndërhyrësve në modalitetin e marrësit Grafiku në figurën 9 tregon një plan frekuence të ngjashme që varion nga 8 GHz në 12 GHz, me një IF të paracaktuar në 5.1 GHz. Ky grafik jep një pamje të ndryshme të nxitjeve të mikserit, duke treguar frekuencën e melodisë qendrore vs. m × n frekuenca e imazhit, në krahasim me nivelin e nxitjes siç tregohet më parë. Linja diagonale e theksuar 1: 1 në këtë tabelë tregon nxitjen e dëshiruar 1 × 1. Linjat e tjera në grafik përfaqësojnë imazhet m × n. Në anën e majtë të kësaj figure është një paraqitje pa fleksibilitet në akordimin IF. IF është fiksuar në 5.1 GHz në këtë rast. Me një frekuencë akordimi prej 10.2 GHz, një nxitje imazhi 2 × 1 kalon sinjalin e dëshiruar. Kjo do të thotë që nëse jeni akorduar në 10.2 GHz, ka një shans të mirë që një sinjal aty pranë të bllokojë marrjen e sinjalit me interes. Komploti i duhur tregon një zgjidhje për këtë problem me akordim fleksibël IF. Në këtë rast, IF kalon nga 5.1 GHz në 4.1 GHz pranë 9.2 GHz. Kjo parandalon shfaqjen e nxitjes së kryqëzimit.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// media/analoge/en/faqet e uljes/artikujt teknikë/x-dhe-ku-band-faktor i vogël-faktor-radio-dizajn/figure9.png? w = 435 'alt =' Figura 9 '& amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 9 nxitja e kryqëzimit m × n pa fleksibilitet IF (lart) dhe shmangia e kryqëzimit me akordim IF (poshtë). Ky është vetëm një shembull i thjeshtë se si sinjalet bllokuese mund të shmangen me arkitekturën e lartë IF. Kur shoqërohet me algoritme inteligjente për të përcaktuar ndërhyrjen dhe për të llogaritur frekuencat e reja të mundshme IF, ka shumë mënyra të mundshme për të bërë një marrës që mund të përshtatet me çdo mjedis spektral. Asshtë aq e thjeshtë sa të përcaktosh një IF të përshtatshme brenda një diapazoni të caktuar (zakonisht 3 GHz deri në 6 GHz), pastaj të rillogarisësh dhe programosh LO bazuar në atë frekuencë. Planifikimi i Frekuencës së Transmetuesit me Arkitekturën IF të Lartë Ashtu si me planifikimin e frekuencës së marrjes, është e mundur të përfitoni nga natyra fleksibile e arkitekturës IF të lartë për të përmirësuar performancën e rreme të transmetuesit. Ndërsa në anën e marrësit, përmbajtja e frekuencës është disi e paparashikueshme. Nga ana e transmetimit, është më e lehtë të parashikosh të rreme në daljen e transmetuesit. Kjo përmbajtje RF mund të parashikohet me ekuacionin e mëposhtëm: Aty ku IF është paracaktuar dhe përcaktuar nga frekuenca e akordimit të AD9371, LO përcaktohet nga frekuenca e daljes së dëshiruar. Një tabelë e ngjashme e mikserit siç është bërë për kanalin e marrësit mund të krijohet në anën e transmetimit. Një shembull është treguar në Figurën 10. Në këtë tabelë, nxitjet më të mëdha janë imazhi dhe frekuencat LO, të cilat mund të filtrohen në nivelet e dëshiruara me një filtër brezi pas mikserit. Në sistemet FDD ku prodhimi i rremë mund të çensensifikojë një marrës aty pranë, nxitjet brenda brezit mund të jenë problematike dhe kjo është ajo ku fleksibiliteti i akordimit IF mund të jetë i dobishëm. Në shembullin nga Figura 10, nëse përdoret një IF statike prej 5.1 GHz, do të ketë një nxitje të kryqëzimit në daljen e transmetuesit, e cila do të jetë afër 15.2 GHz. Duke rregulluar IF në 4.3 GHz me një frekuencë akordimi prej 14 GHz, nxitja e kryqëzimit mund të shmanget. Kjo është treguar në Figurën 11.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// media/analoge/en/faqet e uljes/artikujt teknikë/x-dhe-ku-band-faktor i vogël-faktor-radio-dizajn/figure10.png? w = 435 'alt =' Figura 10 '& amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 10 Dalje e rreme pa filtrim.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// media/analoge/en/faqet e uljes/artikujt teknikë/x-dhe-ku-band-faktor i vogël-faktor-radio-dizajn/figure11.png? w = 435 'alt =' Figura 11 '& amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 11 IF statike shkakton nxitje të kryqëzimit (lart), akordim IF për të shmangur nxitjen e kryqëzimit (poshtë). Shembull i projektimit - Sistemi FDD me brez të gjerë Për të treguar performancën që mund të arrihet me këtë arkitekturë, një prototip sistem marrës dhe transmetues FDD u ndërtua me komponentët e Pajisjeve Analog të raftit dhe u konfigurua për funksionimin nga 12 GHz në 16 GHz në brezin e marrjes, dhe 8 GHz deri në 12 GHz në brezin e transmetimit. Një IF prej 5.1 GHz u përdor për të mbledhur të dhënat e performancës. LO ishte vendosur në një gamë prej 17.1 GHz në 21.1 GHz për kanalin e marrjes dhe 13.1 GHz në 17.1 GHz për kanalin transmetues. Bllok -diagrami për prototipin është treguar në Figurën 12. Në këtë diagram, bordi i konvertuesit X dhe Ku është treguar në të majtë dhe karta e vlerësimit AD9371 është treguar në të djathtë.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// media/analoge/en/faqet e uljes/artikujt teknikë/x-dhe-ku-band-faktor i vogël-faktor-radio-dizajn/figure12.png? w = 435 'alt =' Figura 12 '& amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 12 Bllok-diagrami për sistemin prototip të marrësit dhe transmetuesit të brezit X dhe Ku. Fitimi, shifra e zhurmës dhe të dhënat IIP3 u mblodhën në konvertuesin e poshtëm të marrjes dhe janë treguar në Figurën 13 (lart). Në përgjithësi fitimi ishte d 20 dB, NF ishte d 6 dB, dhe IIP3 ishte ~ –2 dBm. Disa nivelim shtesë të fitimit mund të arrihen me përdorimin e një barazimi, ose një kalibrim fitimi mund të kryhet duke përdorur zbutësin e ndryshueshëm në AD9371.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// media/analoge/en/faqet e uljes/artikujt teknikë/x-dhe-ku-band-faktor i vogël-faktor-radio-dizajn/figure13.png? w = 435 'alt =' Figura 13 '& amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 13 Të dhënat e marrësit të brezit Ku (lart), të dhënat e transmetuesit të brezit X (poshtë). Konvertuesi i transmetimit u mat gjithashtu, duke regjistruar fitimin e tij, 0 P1dB dhe OIP3. Këto të dhëna janë paraqitur në të gjithë frekuencën në Figurën 13 (poshtë). Fitimi është d 27 dB, P1 dB ~ 22 dBm dhe OIP3 ~ 32 dBm. Kur ky bord lidhet me marrësin e integruar, specifikimet e përgjithshme për marrjen dhe transmetimin janë siç tregohen në Tabelën 3. Tabela 3. Tabela e Performancës së Përgjithshme të Sistemit Rx, 12 GHz në 16 GHz Tx, 8 GHz në 12 GHz Fito 36 dB Fuqi në dalje 23 dBm Zhurmë Figura 6.8 dB Kati i zhurmës –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBm Pin, max (pa AGC ) –33 dBm OP1dB 22 dBm Në brez m × n –60 dBc In-Band Spurs –70 dBc Fuqia 3.4 W Fuqia 4.2 W Në përgjithësi, performanca e marrësit është në përputhje me një arkitekturë superheterodyne, ndërsa fuqia është zvogëluar shumë Me Një dizajn ekuivalent superheterodyne do të konsumonte më shumë se 5 W për zinxhirin e marrësit. Për më tepër, bordi prototip u fabrikua pa një përparësi për të zvogëluar madhësinë. Me teknikat e duhura të paraqitjes së PCB, si dhe integrimin e AD9371 në të njëjtën PCB si konvertuesi i poshtëm, madhësia e përgjithshme e një zgjidhjeje duke përdorur këtë arkitekturë mund të kondensohet në vetëm 4 deri në 6 inç katror. Kjo tregon kursime të konsiderueshme në madhësi mbi një zgjidhje ekuivalente superheterodyne, e cila do të ishte më afër 8 deri në 10 inç katror.

Lini një mesazh 

Lista mesazh